叙述光电信号检测电路外部噪声产生原因和预防方法。外部噪声实际上属于外部扰动，包括辐射源的随机波动和附加的光调制、光路传输介质的湍流和背景起伏。

光电信号检测电路的测试

  实验目的

  通过对光伏型与可变电阻型器件的变换电路的测试实验，充分掌据光电检测器件输入电路的各种变换型式，以便根据不同的用途选用不同的电路型式。

  实验内容

  (1)光伏型器件——硅光电池变换电路(即输入电路)实验。

  (2)光电导型(可变电阻型)器件——光敏电阻变换电路(即输入电路)实验。

  实验仪器与器材

  (1)直流稳压电源

  (2)万用表

  (3)照度计

  (4)硅光电池与光敏电阻各1只

  (5)晶体二、三极管和电阻电容元件若干

  实验基本原理

  1．光伏型光电检测电路

  (1)电路变换型式

  对于光伏器件，输入电路的基本型式主要有三种，如下图所示。在图(a)中，光伏器件直接和负载电阻连接，这种电路称作无偏置电路；在图(b)的电路中，负载电阻上除串联光伏器件外尚有与器件端电压相反方向的偏置电源，组成反向偏置电路；图(c)是作为能量变换器使用的太阳能电池充电电路。通常光电池多采用图(a)和(c)的电路，光电二极管多采用图(b)的电路。

 

  (2)无偏置电路

  下图给出了无偏置光电池输入电路的等效电路(图a)及其计算图解(图b)。对图(a)的回路，可建立的电路方程为

  U=IR_L

 

  其中

    (15-1)

  利用图解计算法，对给定的输入光通量Φ₀，只要选定负载电阻R_L，工作点Q，即可由负载线与光电池相应的伏安曲线的交点确定电流与电压值。如该工作点点处的电流I_Q与电压U_Q即为R_L上的输出值。相对Φ₀的光通量增量±△Φ将形成对应的电流变化±△j和电压变化±△U。

  由于光电池特性的非线性，负载电阻的选择会影响光电池的输出信号。例如在下图(a)中，对应于光通量的增加量△Φ=Φ₁-Φ₂，在短路状态下(即R_L=0)，输出电流增量△I=I_sc1-I_sc2，输出电压为零。随着R_L的增大，输出电压随之增大，直到某一临界电阻R_M之后负载上的电压变成饱和，而输出电流逐渐变小，如图(b)所示。另一方面，输入光通量也影响输入电路的工作状态。由图(a)中可以看出，对确定的负载电阻如R_M，当输入光通量较小时，负载上的输出电流和电压近似地随入射光通量成正比例增加，而当入射光通量较大时，输出电流和电压逐渐呈现饱和状态。负载电阻愈大时，则情况愈明显(如图中R₂的情况)。

 

  可以利用式(15-1)定量地描述负载电阻和入射光通量对电路工作状态(I，U，P)的影响，即

    (15-2)

  (15-3)

  (15-4)

  根据上述公式，在同一入射光通量下，负载电阻对光电池输出电压、电流、功率的影响曲线表示在图(b)中。由图(b)中可见，根据所选负载电阻的数值可以把光电池的工作曲线分作四个区域，分别由图中Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、Ⅳ表示，对应的四个工作状态为短路或线性电流放大、空载电压输出、线性电压放大和功率放大。下面讨论前三种工作状态。

  ①短路或线性电流放大

  这是一种电流变换状态。在这种状态下，后续电流放大级作为负载从光电池中吸取最大的输出电流。为此，要求负载电阻或后续放大电路输入阻抗尽可能小。由图(a)中可看到，由于R_L很小，输出电流接近于短路电流，它与光通量有良好的线性关系，即

   (15-5)

  和△I=S△Φ  (15-6)

  此外，在短路状态下，检测器件的噪声电流较低，从而改善了信噪比，所以最适用于弱光信号的检测。这种短路电流，随检测器件的受光面积的大小而改变。同一片光电池的短路电流随光电检测器件的受光面积成正比的变化曲线，如下图所示，图中A为受光面积。

 

  ②空载电压输出

  这是一种非线性电压变换状态。此时光电池应通过高输入阻抗变换器与后续放大电路连接，相当于输出开路。其开路电压可写成

  (15-7)

  式(15-7)表明，光电池的开路电压随入射光通量增大按对数规律增大，并且由于I_p与光电池面积成正比，所以同一光电池的开路电压与光电池光敏面受光面积的对数成正比，如上图所示。必须指出的是，开路电压并不是会无限增大，它的最大值受结势垒高度的限制。通常，光电池的开路电压为0.45～0.6V，因此它的一个优点是，在入射光强从零到某一定值作跳跃变化的光电开关等应用中，可简单地利用U_oc的电压变化而不需加任何偏置电源，即可组成控制电路。此外，由伏安特性可以看到对于较小的入射光通量，开路电压输出变化较大，这对弱光信号的检测特别有利。但光电池开路电压与入射光功率呈非线性关系，同时受温度影响较大，其频率特性也不理想，如果希望得到大的电压输出，则不如采用光电二极管或光电三极管等。

  ③线性电压输出

  从负载电阻对光电池输出电压电流和功率的影像图(b)中的第Ⅲ区域可见，这种工作状态在串联的负载电阻上能得到与输入光通量近似成正比的信号电压，且负载电阻增大有助于提高输出电压。但当负载电阻增大到一定临界值时，输出信号开始发生非线性畸变。为了确定负载电阻的临界条件，我们将式(15-2)展开成幂级数形式为

  

  当时，忽略高阶项，上式可简化为

  

  由于，所以只要满足条件

  

  就可以得到输出电流和输入光功率的线性关系

  I=SΦ(15-8)

  令最大线性允许光电流为I_M，相应的光通量为Φ_M，则可得到输出最大线性电压的临界负载电阻R_M为

  

  对应于Φ_max±△Φ的输入光功率变化，负载上的电压信号变化为

  (15-9)

  在线性关系要求不高的情况下，可以利用图解法简单地得到临界电阻R_M的值。如下图所示，在电压轴上作临界电压U_M=0.7U_oc的垂直线，与对应的伏安曲线相交于M点，这样也可以得到临界电阻的负载线。由于临界电阻R_M上的电压U_M为

  U_M≈R_MI_M≈0.7U_oc

 

  所以，R_M可近似计算为

  (15-10)

  式中，U_oc是对应Φ_max时的值，倍数0.7是经验数据。对应的输出电压变化为

  (15-11)

  2．可变电阻型光电检测电路

  下图给出了阻值随输入光通量改变的光敏电阻的伏安特性，它是一组以输入光功率为参量的通过原点的直线簇。由图中可以看出，在一定范围内光敏电阻的阻值不随外电压改变，仅取决于输入光通量Φ或光照度E，并有

  

  式中，G是亮电导，G_p是光电导，G_d是暗电导。

 

  阻值随温度改变的热敏电阻也属于可变电阻型器件，其电阻值表达式为

  R_T=R₀(1+α_T)

  式中，R_T为温度T时的电阻，R₀为温度T=0时的电阻，α为电阻温度系数，T为温度。当温度变化△T时，电阻的变化量△R_T为

  △R_T=R₀α△T

  (1)简单输入电路

  图(a)是最简单的光敏电阻输入电路，电路的图解计算法表示在图(b)中。由于是线性电路，所以其图解计算比较简单，在建立负载线之后，即可确定对应于输入光通量Φ₁～Φ₃变化的负载电阻上的输出信号。

  电路的工作状态也可以用解析法按线性电路规律计算，由图(a)有

    (15-12)

  (15-13)

  当输入光通量变化时，光敏电阻阻值变化△R，从而引起负载电流变化△I，将式(15-12)对R求微分，可得

  

  由于G_p可以写成下列形式

  G_p=S_gE=SΦ

  所以

  故(15-14)

  (15-15)

  式(15-14)和(15-15)给出了，由于输入光通量的变化△Φ，引起的负载电流和电压的变化量。下面讨论两种典型的工作状态：

  ①恒流偏置

  当负载电阻比光敏电阻大得多，即R_LR的情况下，式(15-12)变成

  

  这时可以认为，负载电流与光敏电阻阻值无关，并近似保持常数，因而这种电路称为恒流偏置电路。同样道理，式(15-14)变成

  (15-16)

  式(15-16)表明，输出信号电流取决于光敏电阻和负载电阻的比值，与偏置电压成正比。此外，还可以证明恒流偏置的电压信噪比比较高，因此适用于高灵敏度测量，这是它的优点。但是，由于R_L很大，为使光敏电阻正常工作，其偏置电压则需要很高(达100V以上)，这给使用带来不便。通常，可用晶体管来实现恒流偏置，如下图所示。它利用晶体管在线性工作区时集一射极等效交流电阻很大，近似于恒流特性来实现偏置。显然，由于在电路中引入了晶体管及电阻等，将给检测电路引入额外的噪声。

 

  ②恒压偏置

  当负载电阻比光敏电阻小得多，即R_LR，则加在光敏电阻上的电压近似为电源电压U_b，与R无关。这种偏置称为恒压偏置。对于响应度要求不是太高，而探测器本身噪声又比较大时，一般都采用这种恒压偏置电路。这时，负载R_L上的信号电压由式(15-15)变成

  △U=SU_bR_L·△Φ  (15-17)

  式(15-17)表明，恒压偏置的输出信号与光敏电阻的阻值无关，仅取决于S△Φ即光电导的相对变化。这样，检测电路在更换光敏电阻时，对电路初始状态就影响不大。这就是这种恒压偏置电路的优点。

  (2)电桥输入电路

  为避免可变电阻型器件受环境温度的影响，通常采用如下图所示的电桥电路。以热敏电阻为例，选择性能相同的两个热敏电阻和作电桥测量臂的电阻；普通电阻作为补偿臂电阻，外加电源电压为U_b。在无外来辐射照射时，调节补偿电阻R₂，可使电桥平衡。此时

  R₂=R₁

 

  电桥输出信号为U₀=0。当有辐射作用于热敏电阻上时，温升△T引起电阻的改变为

  =R₀₁+△R

  式中，R0₀₁1为热敏电阻的暗电阻。此时电桥平衡破坏，开路电压U₀为

  

  在弱辐射作用下，有△RR₀₁+R₁，取R₁=R₂=R和R₀₁=R₀₂=R₀，其中R₀₂是的暗电阻。则上式可变为

  (15-18)

  由式(15-18)可见，输出电压U₀与热敏电阻变化量△R成正比例，并与负载电阻R有关。令

  

  则可计算出，当R=R₀时，U₀取最大值为

  (5-19)

光电探测器件噪声测试及频谱分析

  实验目的

  研究一种测量光电探测器件噪声，以及分析其频谱的方法。

  实验内容

  (1)测量光电导型探测器的噪声。

  (2)绘出～f曲线，分析频谱。

  实验使用的仪器和器材

  (1)前置放大器  1台

  (2)频谱分析仪  1台

  (3)标准信号发生器 1台

  (4)直流稳压电源  1台

  (5)万用表  1台

  (6)光敏电阻及各种电阻元件等。

  实验基本原理

  大家知道，光电探测器件的最小可检测功率，受噪声限制。因此，了解光电探测器件的噪声及其频谱，对于使用光电探测器件进行弱信号的测量是十分重要的。光电探测器件噪声的测量，是指在无输入信号的情况下对探测器的电输出所进行的一种测量，在测量的过程中，往往需要在探测器与测量仪之间加一放大器，这就不得不考虑光电探测器件的影响。仪器所测量的是放大器的输出噪声，扣除负载电阻和放大器的噪声之后，才是光电探测器件本身的噪声。

  本实验测量光电导型探测器的噪声，下面就以此为例说明其测量的基本原理。光电导探测器可以等效为一个电阻和一个噪声等效电压源串联，或一个电阻与一个噪声等效电流源并联的电路。如下图所示。

 

  图中，R_d是光电导探测器的等效电阻，E_nd是等效噪声电压源，其等效噪声电流源为

  (7-1)

  若连接有负载电阻R_L，同样可用上图等效，只不过噪声等效电压源为E_nL，即

  =4kTR_L△f (7-2)

  放大器的噪声等效电路，如下图所示。

 

  在图中，E_n和I_n则分别表示放大器的噪声电压源和噪声电流源。

  测量系统的噪声等效电路，如下图所示。

 

  在图中，E_s为信号源。由图，可写出下列电路方程式为

  (7-3)

  式中，K是从探测器到放大器输出端的传递函数，也就是系统的增益。当输入信号E_s=0，

  由式(7-3)，可得

  (7-4)

  或

  (7-5)

  用阻值相同的线绕电阻(标准电阻)代替光电导探测器，在放大器的输出端又可得到一个噪声电压U_b，类似于式(7-4)可得

  

  或

  (7-6)

  比较式(7-6)与式(7-5)，则可得

  

  =(7-7)

  式中，=4kTR_d△f。

  由式(7-7)可见，只要知道上图所示系统的增益K，并测出、，即可算出探测器的噪声E_nd。

  系统增益K的测量方法如下：

  将信号发生器产生的标准信号U通过衰减器加到校准电阻R_cal上，调节信号发生器的频率与选频放大器的中心频率相同(R_cal与探测器串接，其阻值很小，因此本身的热噪声可以忽略)。然后调节衰减器使放大器的输出为mU_no，此时根据衰减器及标准信号，即可算出降至R_cal上的标准信号U_cal，一般m取为100。

  根据式(7-3)，以U_cal代替式中的E_s，则得

  (7-8)

  再考虑到式(7-4)，则得

  

  或

  (7-9)

  将式(7-9)代入式(7-7)，则得

  (7-10)

  令，则

  (7-11)

  由式(7-11)可见，只要在放大器无输入信号的情况下测出其输出电压U_no，用线绕电阻代替探测器，测出U_b，便可求得δ，再测出U_cal，由式(7-11)，便可计算出光电探测器件的噪声U_nd。

  实验装置

  测量光电导探测器的噪声谱，所用实验测量装置如下图所示。

 

  由图可见，当将开关K₁掷“1”时，测光电探测器的噪声；将开关掷“2”时，则测标准电阻R_s噪声。当开关K₂合上时，则送入标准信号。衰减器由图中R₁与R₂组成。

有一幅度Φ_m=10^-4lm、持续时间t_u=10^-4s、重复周期T_u=5×10^-3s的光脉冲序列输入到光电信号检测电路，而光电信号检测电路的电压灵敏度S_V=12V/lm，试求：

低噪声前置放大器的装调与测试

  实验目的

  (1)通过实验了解放大器的内部噪声和放大器外界干扰对信号放大的影响；

  (2)了解组装简单低噪声放大器的原则。

  实验内容

  (1)用低噪声集成运算放大器LF353装调一个光电二极管用的低噪声前置放大器；

  (2)测试低噪声前置放大器的性能指标，求其噪声系数，并与器件给定参数值作比较。

  实验设备及器材

  (1)正弦波信号发生器  1台

  (2)示波器  1台

  (3)直流稳压电源  1台

  (4)毫伏表  1台

  (5)万用表  1只

  (6)LF353集成运算放大器  1只

  (7)实验电路中所需的阻容等元件若干只。

  实验基本原理

  由教材中知，与光电探测器连接的第一级放大器称为前置放大器。这种放大器，一般采用低噪声放大器，它比一般放大器有低得多的噪声系数。在光电系统中，这一级放大器噪声性能的优劣，通常会影响到整个系统的品质。因此，虽然不同系统对放大器的质量指标会各不相同，但必须优先考虑对前置放大器进行低噪声设计。一般，从低噪声要求出发，主要应考虑如下几点：

  1．应选择内部噪声低，信号源电阻合适的管子

  前置放大器可由晶体管、结型场效应管、绝缘栅场效应管和集成电路组成。晶体管适合于信号源电阻在几十欧姆至一兆欧姆范围内；结型场效应管适合于较高的源电阻；绝缘栅场效应管可工作于更高的信号源电阻情况，但因其1/f噪声较大，所以用得较少，只有在高阻状态才用。这些管子的工作范围，由下图表示。

 

  2．应选择优质电阻、电容

  组装低噪声放大器除了要求放大管自身噪声低以外，还需要电容、电阻的噪声也很低，因电阻自身都存在固有的热噪声，热噪声电压的均方值为

  =4kTR△f  (16-1)

  式中，k为波耳兹曼常数(1.38×10^-23J/K)；R为电阻阻值；T为电阻的热力学温度；△f为测量系统的通频带宽度。除此以外，电阻还产生与电阻品质有关的电流噪声(也称过剩噪声)。电流噪声的均方电压为

  (16-2)

  K是与材料工艺有关的常数；i_dc是流过电阻的直流电流；f是频率；R是电阻阻值。这种噪声有与频率成反比，与所加直流电流i_dc的平方成正比的特性。这种噪声的大小与产生过程有密切关系。通常，合成碳质电阻噪声最大，金属膜电阻噪声比较小，精密金属膜电阻噪声更小，线绕电阻噪声最小(但体积较大)，所以最常用的是金属膜电阻。

  3．采用良好的电磁屏蔽措施

  因为前置放大器输入信号很弱，外界干扰相对来说显得很强，它们可通过分布电容或磁场耦合把干扰引入放大器，如下图所示。

 

  因为平行导线就可构成电容，若外电路的导线A中有交变电流流过时，就可通过线间形成的分布电容C_AB耦合到放大器的导线B上去，产生干扰电压，如图(a)所示。如果导线A和B之间有金属板隔开，则感应电荷主要在金属板上，金属板可靠接地，电荷由地与导线A中和，导线B就得到了屏蔽，如图(b)所示。因此，用金属壳把放大器包围起来，并使用金属壳接地，就能很好地屏蔽外界电场干扰，如图(c)所示。

  一般，屏蔽壳除了屏蔽外界电场干扰外，同时也能屏蔽外界磁场干扰。例如，通常用导磁率较高的材料(铁、铍、膜合金)做屏蔽壳，以屏蔽外界低频磁场(如市电50Hz)干扰。屏蔽壳磁阻小，空间磁力线引向屏蔽壳中，壳内感应减小。对于高频磁场干扰，通常用铜、铝导电率高的材料做屏蔽壳。高频磁场在壳上感应为涡流，把它接地，以减小对电路影响。通常，屏蔽壳采用铁壳再镀银或镀锌，就已达到电磁屏蔽。此外，放大器的信号输入线应尽可能短，且采用屏蔽线。

  4．根据E_n、I_n与NF选用低噪声运算放大器

  采用晶体管或结型场效应管组成的低噪声集成运算放大器，其体积小、使用方便。在噪声要求不很高的情况下，用它组装的前置放大器是方便易得的。所以，本实验就采用低噪声集成运算放大器组装前置放大器，来进行实验。

  由教材可知，放大器的噪声模型，是由无噪声的理想放大器输入端等效噪声电压源E_n和等效噪声电流源I_n组成。而信号源是由信号源电阻R_s、信号电压U_s和噪声均方根电压组成，如下图所示。

 

  通常，低噪声集成运算放大器都会给出E_n和I_n值。由此可得最佳源电阻

    (16-3)

  也可以得到等效输入噪声电压

  (16-4)

  并得到最小噪声系数

  (16-5)

  但是，一般E_n和I_n都给出1Hz带宽中的值，所以最小噪声系数也定义在1Hz带宽中，

  即(16-6)

  取对数值(dB)得

  NF=10l0gF  (16-7)

  值得指出的是，有的集成运算放大器给出E_n，I_n值，但有的给出的是NF值。

  例如，“LF353”即为结型场效应管组成的低噪声集成运算放大器，其e_n=16nV/，i_n=0.01pA/。

  又如，“5006，，是晶体管组成的集成运算放大器，其噪声系数等值图，如下图所示。

 

  如果工作频率在100～30kHz范围，信号源电阻R_s在100k～1MΩ之间，噪声系数可低至0.05dB。如果源电阻在一定范围内偏离最佳值，引起噪声系数的增大也不多。

  一般，最佳源电阻愈低的低噪声集成运算放大器，当源电阻偏离最佳值时，噪声系数增大也缓慢。但这种器件相对来说，价格也较高。

  本实验采用“LF353”，并建立一个简单的反相放大器，如下图所示。这种简单的反相放大器，等效于光电二极管放大电路，如第二个图所示。

 

 

  在第一个图中，其R_s就是第二个图中的R_L，也就是放大器的源电阻R_s。

  在第一个图电路中，放大器输出噪声除了集成电路噪声外，还有R_F电阻噪声，它的影响可以由下图得出。可考虑为反馈本身不引入噪声，而反馈电阻R_F自身有热噪声引入。

 

  它的影响可近似这样考虑，即把放大器输出端接地(不考虑放大器负载的影响)。这时R_F的噪声电流将直接引入放大器的输入端，从而得到上图所示的噪声等效电路。

  在图中，I_nF为R_f电阻产生的热噪声电流。若考虑这些噪声源是独立不相关的，在放大器输出端的等效输出噪声为

  (16-8)

  从信号源到放大器输入端的传递系数为

  (16-9)

  于是，放大器的等效输入噪声为

  

  + (16-10)

  由此可以看出，R_F电阻阻值愈大，式(16-10)愈接近式(16-4)。

  LF353的开环频率特性如下图所示。当闭环增益取图示虚线，则其放大器带宽的f_h如虚线所示。

 

弱光信号检测一锁相放大器的原理及使用

  实验目的

  通过实验，使学生加深了解弱光信号检测一锁相放大器的结构与原理，并学会使用，以了解弱光信号检测的一些方法和实际测试的技巧。

  实验准备内容

  (1)光电检测技术教材第11章弱光信号检测中的锁相放大器的内容；

  (2)本实验28指导书中的实验原理等有关部分；

  (3)ND-202型精密双相锁定放大器说明书(南京大学，微弱信号检测技术开发研究中心)。

  实验内容

  (1)使用锁相放大器测出发光管起始发光点工作电压；

  (2)使用锁相放大器进行光谱测量。

  实验设备及器材

  (1)ND-202型精密双相锁定放大器(南京大学，微弱信号检测技术开发研究中心)。

  (2)机械调制盘及驱动电源。

  (3)可调直流稳压电源。

  (4)单色仪。

  (5)光源、发光管及光电探测器件。

  (6)屏蔽罩及被检材料等。

  实验基本原理

  锁相放大器可以精确地测量被噪声埋没的极小信号，即使信号比噪声小一千倍仍能测得。它相当于一个带宽极窄的带通滤波器，滤出信号，抑制噪声。例如，它可以做到性能相当于中心频率为10kHz、而通频带宽度只有0.01Hz的滤波器，相当于带通滤波器的Q值达到10⁶。这个指标对于一般滤波器来说是达不到的。除了滤波作用以外，锁相放大器还有足够高的增益，使输入小信号放大后输出，一般说来，增益可达10⁹倍。可测最小信号达100nV，最小电流达0.1pA。

  锁相放大器是一种交流弱信号放大器，也是一种对交变信号进行相敏检波的放大器。它利用和被测信号有相同频率和相位关系的参考信号作为比较基准，只对被测信号本身和那些与参考信号同频(或倍频)、同相的噪声分量有响应。因此，能大幅度抑制无用噪声，改善检测信噪比。此外，锁相放大器有很高的检测灵敏度，信号处理比较简单，是弱光信号检测的一种有效方法，因而已广泛应用于各种交流弱信号探测与测量中。并且，在激光研究和可见光、红外、紫外光谱测量弱信号探测中．也是很有用的测量仪器。

  1．锁相放大器的组成及工作原理

  锁相放大器的基本结构组成，如下图所示。

 

  由图可知，它有三个主要部分：信号通道、参考通道和相敏检波。信号通道对混有噪声的初始信号进行选频放大，对噪声作初步的窄带滤波。参考通道通过锁相和移相，提供一个与被测信号同频同相的参考电压。相敏检波由混频乘法器和低通滤波器组成，它同教材第九章第二节中所介绍的相敏检波器，有相类似的原理和结构，只是所用参考信号是方波形式。在相敏检波器中，参考信号和输入信号进行混频运算，得到二信号的和频与差频。该信号经低通滤波器滤除和频成分后，得到与输入信号幅值成比例的直流输出分量。

  设乘法器的输入信号U_s和参考信号U_r分别有下列形式：

  U_s=U_smcos[(ω₀+△ω)t+θ]  (28-1)

  U_r=U_mcosω₀t  (28-2)

  则输出信号U₀为：

  U₀=U_s·U_r

  =(28-3)

  式中，△ω是U_s和U_r的频率差，θ为相位差。由式可见，通过输入信号和参考信号的相关运算后，输出信号的频谱由ω₀变换到差频△ω与和频2ω₀的频段上。下图给出了相敏检波器实现的频谱变换。这种频谱变换的意义在于，可以利用低通滤波器得到窄带的差频信号。同时，和频信号2ω₀分量被低通滤波器滤除，于是，输出信号U'₀变为：

 

    (28-4)

  上式表明，在输出信号中只是那些与参考电压同频率的分量，才使差频信号为零，即△ω=0。此时，输出信号是直流信号，它的幅值取决于输入信号幅值，并与参考信号和输入信号相位差有关，并有

  (28-5)

  当θ=0时，；时，U'₀=0。也就是说，在输入信号中只有被测信号本身由于和参考信号有同频锁相关系，而能得到最大的直流输出。其他的噪声和干扰信号或者由于频率不同，造成△ω≠0的交流分量，被后接的低通滤波器滤除；或者由于相位不同而被相敏检波器截止。虽然，那些与参考信号同频率同相位的噪声分量也能够输出直流信号，并与被测信号相叠加，但它们终归只占白噪声的极小部分。因此，锁相放大能以极高的信噪比，由噪声中提取出有用信号。

  为使相敏检波器的工作稳定、开关效率高，参考信号采用间隔相等并与零电平交叉的方波信号，这种相敏检波器也称开关混频器，其中心频率锁定在被测信号频率上。用方波控制的相敏放大器其工作原理示意图表示在下图中，这是一个根据输入信号相位来改变输出信号极性的开关电路。当U_s和U_r同相或反相时，输出信号是正或负的脉动直流电压；当U_s和U_r是正交的△ω=±90°时，输出信号为零。这种等效开关电路，可用场效应管式晶体管开关电路实现。参考电压的选取，可以借助于对输入待测信号的锁相跟踪，但更多的作法是利用参考信号对被测信号进行斩波或调制，使被测信号和参考信号同步变化。

 

  检波后的低通滤波器用来滤波差频信号。原则上，滤波器的带宽与被测信号的频率无关，因为在频率跟踪的情况下，差频△ω很小，所以带宽可以作得很窄。采用一阶RC滤波器，其传递函数为：

  (28-6)

  对应的等效噪声带宽为：

  (28-7)

  取T₀=RC=30s，有△f_e=0.0083Hz。对于这种带宽很小的噪声，似乎可以用窄带滤波器加以消除。但是带通滤波器的频率不稳定限制了滤波器的带宽值。即

  △f_e=  (28-8)

  式中，Q为品质因数，f_r为中心频率。由于这种限制，使可能达到的Q值最大限制只有100。因此，实际上单纯依靠压缩带宽来抑制噪声是有限度的。但是，由于锁相放大器的同步检相作用，只允许和参考信号同频同相的信号通过，所以它本身就是一个带通滤波器，它的Q值可达10⁸s，通频带宽可达0.01Hz。因此，锁相放大器有良好的改善信噪比的能力。对于一定的噪声，噪声电压正比于噪声带宽的平方根。因此，信噪比的改善可表示为：

  (28-9)

  式中，和是锁相放大器的输出、输入信噪比；△f₀、△f_i是对应的噪声带宽。如，当△f_i=10kHz和T₀=1s时，有△f₀=0.25Hz。则信噪比的改善为200倍(46dB)。一个先进的锁相放大器，其可测频率可以从十分之几到1MHz，电压灵敏度达10^-9V，信噪比改善1000倍以上。

  实际上，从基本原理看，锁相放大器和锁相环是一样的，都是根据信息论和随机过程理论得出的一种相关接收技术。根据信号具有周期性特征而噪声具有随机性特征这种差别，运用相关运算电路后，电路输出的信号、噪声功率比就能得到提高，从而把深埋在噪声中的信号得以挖掘出来。因此，锁相放大器实质是一种互相关接收技术。接收系统的输入信号是真实的周期性信号的混合物。在接收系统中自己产生一个重复频率与信号相同的、但是不含噪声的参考信号与输入信号一起进行互相关运算。

  运算结果包含信号的自相关函数和信号与噪声的互相关函数两项。周期性信号的自相关函数仍有周期性。由于信号与噪声互不相关，经无限长时间积分后，信号与噪声的互相关函数将趋于零，也就是噪声将趋于零。在实际测量中，由于积分时间是有限的，噪声不可能趋于零。但是，积分时间愈长，互相关函数愈小，噪声衰减得愈厉害，从而输出信噪比就愈高。

  具体在锁相放大器的电路中，用相敏检波器来完成求互相关运算中的相乘运算，用低通滤波器近似完成积分运算。

  综上所述，锁相放大技术包括下列四个基本环节：

  ①通过调制或斩光，将被测信号由零频范围转移到设定的高频范围内，从而使检测系统变成交流系统。

  ②在调制频率上，对有用信号进行选频放大。

  ③在相敏检波器中，对信号解调。同步解调作用截断了非同步噪声信号，使输出信号的带宽限制在极窄的范围内。

  ④通过低通滤波器对检波信号进行低通滤波。

  2．锁相放大器的特点

  锁相放大器的特点是：

  ①要求对入射光束进行斩光或光源调制，适用于调幅光信号的检测。

  ②是极窄带高增益放大器，其增益可高达10¹¹(220dB)，滤波器带宽可窄到0.00044Hz，品质因数Q值达10⁸或更大。

  ③是交流信号——直流信号变换器。相敏输出正比于输入信号的幅度和与参考电压的相位差。

  ④可以补偿光检测中的背景辐射噪声和前置放大器的固有噪声。其信噪比改善可达1000倍。

  实验用锁相放大器及测量线与被测端连接问题

  1．实验用锁相放大器

  锁相放大器的具体电路和结构形式虽有多种，但基本上都是由前述的信号通道、参考信号通道和相敏检波(即同步检测)三部分电路组成，其具体原理框图如下图所示。图中带箭头斜线表示可调，图的中间部分为相敏检波，上部分为信号通道，下部分为参考信号通道。

 

  本实验采用ND-202型精密双相锁定放大器，来进行弱光信号检测。其内部线路和信号处理方式虽另有其特点，但其面板功能键，基本上与图所示的方块图一致。

  2．锁相放大器测量线与被测端连接问题

  信号通路自身的噪声是可以得到抑制的，它除了采用低噪声前置放大器，注意与信号源信噪比匹配外，还应防止测量时因输入端分布电容或电感耦合引入外部干扰，并且还应十分注意测量线接地问题。下面简述锁相放大器测量线与被测端连接问题。

  实验时，周围的仪器都可能通过分布电容和电感对锁相放大器的测量端引入干扰，如下图示意图。两条导线之间就存在电容，例如：导体截面A=0.01m²，相距d=0.1m，形成平板电容C₀=0.009pF。若电源为交流120V；频率ω为60Hz，则经分布电容C₀耦合，得到干扰电流为

  (28-10)

 

  这种干扰比用锁相放大器最灵敏量程所测电流大4000倍。所以，被测实验对象和锁相放大器的测量头，均应放在金属屏蔽盒中。此外，外界磁场干扰也可通过分布电感引入被测部分，而用磁性屏蔽盒就可以减小其影响。

  下面简述测量输入线的接地技术，即消除地回路引入干扰电流的问题。通常采用屏蔽线连接被测点和锁相放大器的输入端。信号线被包在金属网织成的屏蔽壳中，然后屏蔽壳接地，这样防止了信号线和其他线之间由于电容耦合引入的干扰，如下图所示。但是，屏蔽壳不可避免自身由几十毫欧姆电阻，于是地线也不是纯净的地，致使地线两端会有不同电位，有时可以有几十毫伏电压，它等效于第二个图中所示电路。接地点不同电位可用地回路等效电源(干扰源)表示。它在屏蔽壳电阻上产生电压降U_g将和信号同时进入锁相放大器。

 

 

  为了减小这种影响，实际锁相放大器的输入线通常采用下图(a)和(b)形式。放大器单端输入时，采用图(a)形式；双端差动输入时，采用图(b)形式，在图(a)中接入了“浮地电阻”R_A，一般R_A=10Ω～1kΩ。它使地线两端不等电位造成地回路的干扰电压进行分压，以减小引入输入端的干扰电压U_g值。在图(b)中，把信号线和地线送入差动放大器两个输入端，于是，地回路干扰在两输入端为共模电压。利用差动放大共模抑制比能较好地减小地回路对信号线引入的干扰。所以，输入线通常是“浮地”接入。

 

主要有()开关量输入信号调理电路

A、信号转换电路

B、滤波电路

C、保护电路

D、消除触点抖动电路

E、光电隔离技术

PIN与APD光电二极管特性测试

  由于PIN光电二极管响应速度快，频带宽；噪声小；线性好，保真度高；因而适合于光纤通信系统使用。而雪崩光电二极管是一种具有内部雪崩增益的光电二极管，在系统应用中前置放大器的噪声就不会成为影响接收系统性能的主要噪声源。尤其在激光器作光源的光电检测系统中，由于激光器具有很窄的光谱范围，接收时可采用窄带光谱滤光片抑制信号光以外光谱范围的背景辐射，使雪崩光电二极管所组成的接收系统有可能达到背景限。因此，它也已广泛应用于光纤通信，脉冲激光测距等系统中。所以，这里专门开设对此二管的特性测试实验。

  实验目的

  (1)验证和掌握PIN光电二极管和雪崩光电二极管(APD)的工作原理和相关特性；

  (2)掌握PIN和APD光电检测器件的特性参数的测量方法及使用方法；

  (3)学会使用雪崩光电二极管的一般方法，确定最佳偏置电压。

  实验内容

  (1)测量PIN的暗电流、响应度及其线性范围，画出光电特性曲线；

  (2)测量PIN的击穿电压，画出伏安特性曲线；

  (3)确定在某温度下APD的最佳工作电压与击穿电压；

  (4)测量APD输出背景噪声与外加偏压的关系。

  实验基本原理

  1．PIN光电二极管

  由于材料的吸收等原因使照射到半导体材料上的光，随着深入材料的深度的增加而逐渐减弱。半导体内部距入射表面d处的光功率为

  P(d)=P(0)exp(-αd)  (4-1)

  式中：P(0)为照射到材料表面的平均光功率；α为半导体材料的光吸收系数，α决定了入射光深入材料内部的深度，如果α很大，则光子只能进入半导体表面的薄层中。

  吸收入射光子并产生光生载流子的区域称为光吸收区；耗尽层及其两侧宽度为载流子扩散长度的区域称为作用区。在吸收区产生的光生少数载流子只有一部分进入作用区，这一部分光生载流子以较慢的速度扩散至耗尽层，进入耗尽层后在内建电场作用下作快速漂移运动，从而产生光生伏特效应。由于在作用区内，光生少数载流子的扩散速度较慢，从而影响了产生光生伏特效应的速度，导致PN结对光信号响应速度减慢。如果输入的光信号为光脉冲；则输出的光电脉冲会产生较长的拖尾。

  由此知，光在耗尽层外被吸收使得光电转换效率降低、光电响应速度变慢。为此，必须设法加宽耗尽层，使照射光子尽可能被耗尽层吸收。显然，给PN结加负偏压有助于加宽耗尽层。但除加负偏压的方法外，还可以通过减小P区和N区的厚度来减小载流子的扩散时间、减少在P区和N区被吸收的光能以及降低半导体的掺杂浓度来加宽耗尽层的方法来提高器件的响应速度。这种结构就是常用的PIN光电二极管。

  下图是PIN光电二极管的结构和它在反向偏压下的电场分布。在高掺杂P型和N型半导体之间生长一层本征半导体材料或低掺杂半导体材料，称为I层。在半导体PN结中，掺杂浓度和耗尽层宽度有如下关系：

  L_P/L_N=D_N/D_P  (4—2)

   （4-2）式中，D_P和D_N分别为P区和N区的掺杂浓度；L_P和L_N分别为P区和N区的耗尽层的宽度。在PIN中，如对于P层和I层(低掺杂N型半导体)形成的PN结，由于I层近于本征半导体，有D_N<<D_P，L_P<<L_N，即在I层中形成很宽的耗尽层。由于I层有较高的电阻，因此电压基本上降落在该区，使得耗尽层宽度w可以得到加宽，并且可以通过控制I层的厚度来改变。对于高掺杂的N型薄层，产生于其中的光生载流子将很快被复合掉，因此这一层仅是为了减少接触电阻而加的附加层。

  要使入射光功率有效地转换成光电流，首先必须使入射光能在耗尽层内被吸收，这要求耗尽层宽度W足够宽。但是随着W的增大，在耗尽层的载流子渡越时间τ_cr也会增大，τ_cr与W的关系为

  τ_cr=W/v  (4-3)

  式中：v为载流子的平均漂移速度。由于τ_cr增大，PIN的响应速度将会下降。因此耗尽层宽度W需在响应速度和量子效率之间进行优化。

  如采用类似于半导体激光器中的双异质结构，则PIN的性能可以大为改善。在这种设计中，P区、N区和I区的带隙能量的选择，使得光吸收只发生在I区，完全消除了扩散电流的影响。在光纤通信系统的应用中，常采用InGaAs材料制成I区和InP材料制成P区及N区的PIN光电二极管，下图为它的结构。InP材料的带隙为1.35eV，大于InGaAs的带隙，对于波长在1.3～1.6μm范围的光是透明的，而InGaAs的I区对1.3～1.6μm的光表现为较强的吸收，几微米的宽度就可以获得较高响应度。在器件的受光面一般要镀增透膜以减弱光在端面上的反射。InGaAs的光探测器一般用于1.3μm和1.55μm的光纤通信系统中。

 

   PIN光电二极管的主要特性包括波长响应范围、响应度、量子效率、响应速度、线性饱和、击穿电压和暗电流等。

  对于不同的半导体材料，均存在着相应的下限频率f_c或上限波长λ_c，λ_c亦称为光电二极管的截止波长。只有入射光的波长小于λ_c时，光电二极管才能产生光电效应。Si-PIN的截止波长为1.1μm，故可用于0.85μm的短波长光检测；Ge-PIN和InGaAs-PIN的截止波长为1.7μm，所以它们可用于1.3μm、1.55μm的长波长光检测。

  当入射光波长远远小于截止波长时，光电转换效率会大大下降。因此，PIN光电二极管是对一定波长范围内的入射光进行光电转换，这一波长范围就是PIN光电二极管的波长响应范围。

  响应度和量子效率表征了二极管的光电转换效率。响应度R定义为

  R=I_P/P_in  (4-4)

  式中，P_in为入射到光电二极管上的光功率；I_P为在该入射功率下光电二极管产生的光电流；R的单位为A/W。

  响应速度是光电二极管的一个重要参数。响应速度通常用响应时间来表示。响应时间为光电二极管对矩形光脉冲的响应——电脉冲的上升或下降时间。响应速度主要受光生载流子的扩散时间、光生载流子通过耗尽层的渡越时间及其结电容的影响。

  光电二极管的线性饱和指的是它有一定的功率检测范围，当入射功率太强时，光电流和光功率将不成正比，从而产生非线性失真。PIN光电二极管有非常宽的线性工作区，当入射光功率低于mW量级时，器件不会发生饱和。

  无光照时，PIN作为一种PN结器件，在反向偏压下也有反向电流流过，这一电流称为PIN光电二极管的暗电流。它主要由PN结内热效应产生的电子一空穴对形成。当偏置电压增大时，暗电流增大。当反偏压增大到一定值时，暗电流激增，发生了反向击穿(即为非破坏性的雪崩击穿，如果此时不能尽快散热，就会变为破坏性的齐纳击穿)。发生反向击穿的电压值称为反向击穿电压。Si-PIN的典型击穿电压值为100多伏。PIN工作时的反向偏置都远离击穿电压，一般为10～30V。

  2．雪崩光电二极管APD

  雪崩光电二极管APD(Avalalache Photodiode)是具有内部增益的光电检测器件，它可以用来检测微弱光信号并获得较大的输出光电流。雪崩光电二极管能够获得内部增益是基于碰撞电离效应。当PN结上加高的反偏压时，耗尽层的电场很强，光生载流子经过时就会被电场加速，当电场强度足够高(约3×10⁵V/cm)时，光生载流子获得很大的动能，它们在高速运动中与半导体品格碰撞，使晶体中的原子电离，从而激发出新的电子—空穴对，这种现象称为碰撞电离。碰撞电离产生的电子—空穴对，在强电场作用下同样又被加速，重复前一过程，这样多次碰撞电离的结果，使载流子迅速增加，电流也迅速增大，这个物理过程称为雪崩倍增效应。

  下图为APD的一种结构。外侧与电极接触的P区和N区都进行了重掺杂，分别以P⁺和N⁺表示；在I区和N⁺区中间是宽度较窄的另一层P区。APD工作在大的反偏压下，当反偏压加大到某一值后，耗尽层从N⁺—P结区一直扩展(或称拉通)到P⁺区，包括了中间的P层区和I区。图中的结构为拉通型APD的结构。从图中可以看到，电场在I区分布较弱，而在N⁺—P区分布较强，碰撞电离区即雪崩区就在N⁺—P区。尽管I区的电场比N⁺—P区低得多，但也足够高(可达2×10⁴V/cm)，可以保证载流子达到饱和漂移速度。当入射光照射时，由于雪崩区较窄，不能充分吸收光子，相当多的光子进入了I区。I区很宽，可以充分吸收光子，提高光电转换效率。我们把I区吸收光子产生的电子—空穴对称为初级电子—空穴对。在电场的作用下，初级光生电子从I区向雪崩区漂移，并在雪崩区产生雪崩倍增；而所有的初级空穴则直接被P⁺层吸收。在雪崩区通过碰撞电离产生的电子—空穴对，称为二次电子—空穴对。可见，I区仍然作为吸收光信号的区域并产生初级光生电子—空穴对，此外它还具有分离初级电子和空穴的作用，初级电子在N⁺—P区通过碰撞电离形成更多的电子—空穴对，从而实现对初级光电流的放大作用。

 

   碰撞电离产生的雪崩倍增过程本质上是统计性的，即为一个复杂的随机过程。每一个初级光生电子一空穴对在什么位置产生，在什么位置发生碰撞电离，总共碰撞出多少二次电子一空穴对，这些都是随机的。因此与PIN光电二极管相比，APD的特性较为复杂。与PIN光电二极管相比，APD的主要特性也包括：波长响应范围、响应度、量子效率、响应速度等，除此之外，由于APD管中雪崩倍增的存在，APD的特性还包括了雪崩倍增特性、噪声特性、温度特性等。

  APD的雪崩倍增因子M定义为

  M=I_P/I_P0  (4-5)

  式中，I_P是APD的输出平均电流；I_P0是平均初级光生电流。从定义可见，倍增因子是APD的电流增益系数。由于雪崩倍增过程是一个随机过程，因而倍增因子是在一个平均值之上随机起伏的量，雪崩倍增因子M的定义应理解为统计平均倍增因子。M随反偏压的增大而增大，随W的增加按指数增长。

  APD的噪声包括量子噪声、暗电流噪声、漏电流噪声、热噪声和附加的倍增噪声。倍增噪声是APD中的主要噪声。

  倍增噪声的产生主要与两个过程有关，即光子被吸收产生初级电子—空穴对的随机性和在增益区产生二次电子—空穴对的随机性。这两个过程都是不能准确测定的，因此APD倍增因子只能是一个统计平均的概念，是一个复杂的随机函数。

  由于APD具有电流增益，所以APD的响度比PIN的响应度大大提高。而量子效率只与初级光生载流子数目有关，不涉及倍增问题，故APD的量子效率值总是小于1。

  APD的线性工作范围没有PIN宽，它适宜于检测微弱光信号。当光功率达到几μW以上时，输出电流和入射光功率之间的线性关系变坏，能够达到的最大倍增增益也降低了，即产生了饱和现象。

  APD的这种非线性转换的原因与PIN类似，主要是器件上的偏压不能保持恒定。由于偏压降低，使得雪崩区变窄，倍增因子随之下降，这种影响比PIN的情况更明显。它使得数字信号脉冲幅度产生压缩，或使模拟信号产生波形畸变，因而应设法避免。

  在低偏压下APD没有倍增效应。当偏压升高时，产生倍增效应，输出信号电流增大。当反偏压接近某一电压V_B时，电流倍增最大，此时称APD被击穿，电压V_B称作击穿电压。如果反偏压进一步提高，则雪崩击穿电流使器件对光生载流子变的越来越不敏感。因此APD的偏置电压接近击穿电压，一般在数十伏到数百伏。提出注意的是，击穿电压并非是APD的破坏电压，撤去该电压后APD仍能正常工作。

  APD的暗电流有初级暗电流和倍增后的暗电流之分，它随倍增因子的增加而增加；此外还有漏电流，漏电流没有经过倍增。

  APD的响应速度主要取决于载流子完成倍增过程所需要的时间，载流子越过耗尽层所需的渡越时间以及二极管结电容和负载电阻的RC时间常数等因素。而渡越时间的影响相对比较大，其余因素可通过改进结构设计使影响减至很小。

实验装置与设备

  1．PIN实验线路与设备器材

  PIN光电二极管的实验线路也可如下图(b)所示那样简单连接。所用设备器材有：

   ①照度计  一台

  ②钨丝灯光源  一座

  ③直流稳压电源  一台

  ④万用表或数字电压表 一台

  ⑤微安表  一个

  ⑥InGaAs PIN光电二极管与510Ω电阻各一个。

  2．APD的实验装置

  APD的实验装置与设备布置如下图所示。

 

   本实验采用带有前置放大器(跟随器)的雪崩光电二极管，如下图中虚线所示。实验电路中外接负载电阻R_L=50Ω，后接自制放大器(放大倍数40倍，带宽10MHz)。雪崩光电二极管的击穿电压在350～500V之间，电流不超过50μA。实验时用0～500V直流稳压电源供电，串接μA表(100μA)测量APD的电流。

   用高频毫伏表测量信号和噪声均方根电压；用示波器观察波形；用自制脉冲光源(3kHz)作信号光源。

光电式曲轴位置传感器由发光二极管、光敏三极管、信号盘和控制电路等组成。

此题为判断题(对，错)。

光电二极管实现光电信号转换的原理是什么？